24VDC-220VDC车载开关电源设计

为了习惯车载用电设备的需求，选用推挽逆变-高频变压-全桥整流计划规划了24VDC输入-220VDC输出、额外逆变输出功率600W的DC-DC变换器，并选用AP法给出了高频推挽变压器的规划进程。在详细剖析推挽逆变作业原理的基础上，给出了实践规划中的注意事项。试验成果表明该计划是一种抱负的车载DC-DC变换器规划计划。

跟着现代轿车用电设备品种的增多，功率等级的添加，所需求电源的型式不断添加，包含沟通电源和直流电源。这些电源均需求选用开关变换器将蓄电池供给的+12VDC或+24VDC的直流电压经过DC-DC变换器提升为+220VDC或+240VDC，后级再经过DC-AC变换器转换为工频沟通电源或变频调压电源。关于前级DC-DC变换器，又包含高频DC-AC逆变有些、高频变压器和AC-DC整流有些，不一样的组合习惯不一样的输出功率等级，变换功能也有所不一样。推挽逆变电路以其构造简略、变压器磁芯利用率高级长处得到了广泛应用，尤其是在低压大电流输入的中小功率场合;一起全桥整流电路也具有电压利用率高、支撑输出功率较高级特点，因而这篇文章选用推挽逆变-高频变压器-全桥整流计划，规划了24VDC输入-220VDC 输出、额外输出功率600W的DC-DC变换器，并选用AP法规划相应的推挽变压器。

推挽逆变的作业原理

图1给出了推挽逆变-高频变压-全桥整流DC-DC变换器的根本电路拓扑。经过操控两个开关管S1和S2以一样的开关频率替换导通，且每个开关管的占空比d均小于50%，留出必定死区时刻以防止S1和S2一起导通。由前级推挽逆变将输入直流低电压逆变为沟通高频低电压，送至高频变压器原边，并经过变压器耦合，在副边得到沟通高频高电压，再经过由反向疾速康复二极管FRD构成的全桥整流、滤波后得到所希望的直流高电压。由于开关管可接受的反压最小为两倍的输入电压，即2UI，而电流则是额外电流，所以， 推挽电路通常用在输入电压较低的中小功率场合。

图1

当S1注册时，其漏源电压 uDS1仅仅一个开关管的导通压降，在抱负情况下可假定 uDS1=0，而此刻由于在绕组中会发生一个感应电压，而且依据变压器初级绕组的同名端联系，该感应电压也会叠加到关断的S2上，然后使S2在关断时接受的电压是输入电压与感应电压之和约为2UI.在实践中，变压器的漏感会发生很大的尖峰电压加在S2 两头，然后引起大的关断损耗，变换器的功率因受变压器漏感的约束，不是很高。在S1和S2 的漏极之间接上RC缓冲电路，也称为吸收电路，用来按捺尖峰电压的发生。而且为了给能量回馈供给反应回路，在S1和S2 两头都反并联上续流二极管FWD。

开关变压器的规划

选用面积乘积(AP)法进行规划。关于推挽逆变作业开关电源，原边供电电压UI=24V，副边为全桥整流电路，希望输出电压UO=220V，输出电流IO=3A，开关频率fs=25kHz，初定变压器功率η=0.9，作业磁通密度Bw=0.3T。

(1)核算总视在功率PT。设反向疾速康复二极管FRD的压降：VDF=0.6*2=1.2V

推挽逆变的问题剖析

1、能量回馈

主电路导通时期，原边电流随时刻而添加，导通时刻由驱动电路决议。

图2(a)为S1导通、S2关断时的等效电路，图中箭头为电流流向，从电源UI正极流出，经过S1流入电源UI负极，即地，此刻FWD1不导通；当S1关断时，S2未导通之前，由于原边能量的贮存和漏电感的因素，S1的端电压将添加，并经过变压器耦合使得S2的端电压降低，此刻与S2并联的能量康复二极管 FWD2还未导通，电路中并没有电流流过，直到在变压器原边绕组上发生上正下负的感生电压。如图2(b);FWD2导通，把反激能量反应到电源中去，如图 2(c)，箭头指向为能量回馈的方向。

2、各点波形剖析

当某一PWN信号的降低沿来暂时，其操控的开关元件关断，由于原边能量的贮存和漏电感的因素，漏极发生冲击电压，大于2UI，由于参加了RC缓冲电路，使其最终安稳在2UI邻近。


当S1的PWN 信号降低沿降临，S1关断，漏极发生较高的冲击电压，并使得与S2并联的反应能量二极管FWD2导通，形成能量回馈回路，此刻S2漏极发生较高的冲击电流，见图4。


试验与剖析

1、原理规划

图5为简化后的主电路。输入24V 直流电压，经过大电容滤波后，接到推挽变压器原边的中心抽头。变压器原边另外两个抽头别离接两个全控型开关器材IGBT，并在此之间参加RC吸收电路，构成推挽逆变电路。推挽变压器输出端经全桥整流，大电容滤波得到220V直流电压。并经过火压支路得到反应电压信号UOUT。

图5

以CA3524芯片为中心，构成操控电路。经过调理6、7管脚间的电阻和电容值来调理全控型开关器材的开关频率。12、13 管脚输出PWM脉冲信号，并经过驱动电路，别离替换操控两个全控型开关器材。电压反应信号输入芯片的1管脚，经过调理电位器P2给2管脚输入电压反应信号的参阅电压，并与9管脚COM端连同CA3524内部运放一起构成PI调理器，调理PWM脉冲占空比，以到达安稳输出电压220V的目的。

2、成果与剖析

试验成果外表，输出电压安稳在220V，纹波电压较小。最大输出功率能到达近600W，体系功率根本安稳在80%，到达预期作用。其间，由于IGBT功率损耗较大致使体系功率偏低，考虑如果选用损耗较小的MOSFET，体系功率会最少上升10%~15%。

注意事项：

(1) 变压器初级绕组在正、反两个方向鼓励时，由于相应的伏秒积不相等，会使磁芯的作业磁化曲线违背原点，这一偏磁景象与开关管的挑选有关，因素是开关管反向康复时刻的不一样》 可致使伏秒积的不一样。

(2)试验中，跟着输入电压的微幅增高，体系损耗随之增大，主要因素是变压器磁芯发生较大的涡流损耗，体系功率有所降低。减小涡流损耗的措施主要有：减小感应电势，如选用铁粉芯资料;添加铁心的电阻率，如选用铁氧体资料;加长涡流所经的途径，如选用硅钢片或非晶带。

定论

推挽电路格外适用于低压大电流输入的中小功率场合，并利用AP法规划了一种高频推挽变压器。试验成果表明推挽逆变-高频变压-全桥整流的计划到达了预期的作用，使输出电压安稳在220V并具有必定的输出硬度，功率到达80%，为现代轿车电源的开展供给了必定的开展空间。

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